一种无线中继器包括信道估计块,其使用频域信道估计来估计该中继器的天线之间的反馈信道。该中继器包括导频信号消隐电路,其消隐掉导频信号的选中数目个采样以改善信道估计的准确性。在另一实施例中,该中继器用循环前缀来替代导频信号的T个采样。
1.一种用于为无线通信系统中的无线中继器估计反馈信道的方法,所述无线中继器具有用于接收一接收信号和发射经放大的信号的第一天线和第二天线,所述接收信号是要被中继的远程信号与因所述无线中继器的所述第一同第二天线之间的反馈信道导致的反馈信号的总和,所述方法包括:使用频域信道估计并且将指示所述经放大的信号的信号用作导频信号来估计所述第一天线与所述第二天线之间的所述反馈信道;将所述导频信号的采样群聚成具有N个采样的块,N是为所述频域信道估计执行的快速傅里叶变换(FFT)运算的大小;在每一具有N个采样的块中消隐所述导频信号的K个采样,K比N小得多;以及使用所述导频信号的具有N个采样的块以及所述接收信号的具有N个采样的块来生成反馈信道估计,其中所述导频信号的每一具有N个采样的块包括K个消隐掉的采样。
2.如权利要求1所述的方法,其特征在于,在每一具有N个采样的块中消隐所述导频信号的K个采样包括将所述导频信号的所述K个采样的能级减小到零或者接近零的值。
3.如权利要求2所述的方法,其特征在于,在每一具有N个采样的块中消隐所述导频信号的K个采样包括在两个或更多个采样上逐渐地将所述导频信号的所述K个采样的所述能级减小到零或者接近零的值。
4.如权利要求1所述的方法,其特征在于,在每一具有N个采样的块中消隐所述导频信号的K个采样包括施加窗函数以消隐所述导频信号的所述K个采样,所述窗函数具有从未门控状态向门控状态的逐渐过渡以及从门控状态向未门控状态的逐渐过渡。
5.如权利要求4所述的方法,其特征在于,施加窗函数以消隐所述导频信号的所述K个采样包括施加具有下降区间、零区间和上升区间的窗函数,在所述下降区间中所述K个采样的第一子集的能级从所述未门控状态被减小到零或者接近零的值,在所述零区间中所述K个采样的第二子集的能级被维持在零处或者接近零的值处,在所述上升区间中所述K个采样的第三子集的能级从所述零或所述接近零的值被增大到所述未门控状态。
6.如权利要求5所述的方法,其特征在于,施加具有下降区间、零区间和上升区间的窗函数包括施加在其中所述下降区间和所述零区间被定位在所述具有N个采样的块的末尾处并且所述上升区间被定位在所述具有N个采样的块的开始处的窗函数。
7.如权利要求1所述的方法,其特征在于,在每一具有N个采样的块中消隐所述导频信号的K个采样包括在为所述频域信道估计执行所述快速傅里叶变换运算之前消隐所述导频信号的所述K个采样。
8.如权利要求1所述的方法,其特征在于,在每一具有N个采样的块中消隐所述导频信号的K个采样包括用循环前缀的T个采样替代所述K个采样。
9.如权利要求1所述的方法,其特征在于,生成反馈信道估计包括:使用所述导频信号的具有N个采样的块以及所述接收信号的具有N个采样的块并且应用最大比值合并来生成所述反馈信道估计,其中所述导频信号的每一具有N个采样的块包括K个消隐掉的采样。
10.如权利要求1所述的方法,其特征在于,将指示所述经放大的信号的信号用作导频信号来估计所述反馈信道包括:取所述无线中继器的发射电路系统中在发射滤波器之前或之后的信号作为所述导频信号。
11.如权利要求3所述的方法,其特征在于,将指示所述经放大的信号的信号用作导频信号来估计所述反馈信道包括:取所述无线中继器的发射电路系统中在发射滤波器之前或之后的信号作为所述导频信号。
12.如权利要求4所述的方法,其特征在于,将指示所述经放大的信号的信号用作导频信号来估计所述反馈信道包括:取所述无线中继器的发射电路系统中在发射滤波器之前或之后的信号作为所述导频信号。
13.一种无线中继器,其具有用于接收一接收信号和发射经放大的信号的第一天线和第二天线,所述接收信号是要被中继的远程信号与因所述第一天线同所述第二天线之间的反馈信道导致的反馈信号的总和,所述中继器包括:接收电路系统,配置成从所述第一天线和所述第二天线中的一个天线接收所述接收信号;回波消去器,配置成访问反馈信号估计,并从所述输入信号中消去所述反馈信号估计;延迟元件,配置成在所述回波消去器之前或之后引入第一延迟;以及发射电路系统,配置成放大延迟了的经回波消去的信号以生成要被发射的所述经放大的信号,其中所述回波消去器包括:信道估计块,配置成使用频域信道估计并将指示所述经放大的信号的信号用作导频信号来估计所述反馈信道,所述频域信道估计作用于对所述导频信号的具有N个采样的块执行快速傅里叶变换(FFT),N是所述FFT运算的大小;以及导频信号消隐电路,配置成在每一具有N个采样的块中消隐所述导频信号的K个采样,K比N小得多,其中所述信道估计块被配置成使用所述导频信号的具有N个采样的块以及所述接收信号的具有N个采样的块来生成反馈信道估计,其中所述导频信号的每一具有N个采样的块包括K个消隐掉的采样,所述信道估计块还基于所述反馈信道估计来生成所述反馈信号估计。
14.如权利要求13所述的无线中继器,其特征在于,所述回波消去器还包括用于接收所述接收信号和所述反馈信号估计的加法器,所述加法器被配置成从所述接收信号中扣除所述反馈信号估计以生成经回波消去的信号。
15.如权利要求13所述的无线中继器,其特征在于,所述发射电路系统包括发射滤波器,并且所述导频信号消隐电路在所述发射滤波器之前或之后的每一具有N个采样的块中消隐所述导频信号的所述K个采样。
16.如权利要求13所述的无线中继器,其特征在于,所述导频信号消隐电路作用于将所述导频信号的所述K个采样的能级减小到零或者接近零的值以消隐所述K个采样。
17.如权利要求13所述的无线中继器,其特征在于,所述导频信号消隐电路作用于在两个或更多个采样上逐渐地将所述导频信号的所述K个采样的能级减小到零或者接近零的值以消隐所述K个采样。
18.如权利要求13所述的无线中继器,其特征在于,所述导频信号消隐电路作用于施加窗函数以消隐所述导频信号的所述K个采样,所述窗函数具有从未门控状态向门控状态的逐渐过渡以及从门控状态向未门控状态的逐渐过渡。
19.如权利要求18所述的无线中继器,其特征在于,所述窗函数具有下降区间、零区间和上升区间,在所述下降区间中所述K个采样的第一子集的能级从所述未门控状态被减小到零或者接近零的值,在所述零区间中所述K个采样的第二子集的能级被维持在零或者接近零的值处,在所述上升区间中所述K个采样的第三子集的能级从所述零或所述接近零的值被增大到所述未门控状态。
20.如权利要求18所述的无线中继器,其特征在于,所述窗函数具有定位在所述具有N个采样的块的末尾处的下降区间和零区间以及定位在所述具有N个采样的块的开始处的上升区间。
21.如权利要求13所述的无线中继器,其特征在于,所述导频信号消隐电路作用于在为所述频域信道估计执行所述快速傅里叶变换运算之前消隐所述K个采样。
22.如权利要求13所述的无线中继器,其特征在于,所述导频信号消隐电路作用于用循环前缀的T个采样来替代所述K个采样。
23.如权利要求19所述的无线中继器,其特征在于,所述导频信号消隐电路包括:消隐控制器,其用于生成定义所述下降区间的位置和历时的下降信号以及定义所述上升区间的位置和历时的上升信号,所述零区间是在所述下降区间与所述上升区间之间的位置;递增/递减计数器,其响应于所述下降信号和所述上升信号而生成计数地址,所述递增/递减计数器在所述下降信号或上升信号之一被断言时被使能,所述计数地址在所述下降信号被断言时从首个计数递增计数到末个计数并且在所述上升信号被断言时从所述末个计数递减计数到所述首个计数;存储器,其用于存储与所述窗函数相关联的窗系数,所述存储器由所述计数地址编索引以提供窗系数;以及乘法器,其用于将所述K个采样中的每个采样与所述窗系数相乘以根据所述窗函数来消隐所述K个采样。
24.如权利要求13所述的无线中继器,其特征在于,所述信道估计块被配置成使用所述导频信号的具有N个采样的块以及所述接收信号的具有N个采样的块并且应用最大比值合并来生成所述反馈信道估计,其中所述导频信号的每一具有N个采样的块包括K个消隐掉的采样。
25.如权利要求17所述的无线中继器,其特征在于,所述发射电路系统包括发射滤波器,并且所述导频信号消隐电路在所述发射滤波器之前或之后的每一具有N个采样的块中消隐所述导频信号的所述K个采样。
26.如权利要求18所述的无线中继器,其特征在于,所述发射电路系统包括发射滤波器,并且所述导频信号消隐电路在所述发射滤波器之前或之后的每一具有N个采样的块中消隐所述导频信号的所述K个采样。
27.一种无线中继器,其具有用于接收一接收信号和发射经放大的信号的第一天线和第二天线,所述接收信号是要被中继的远程信号与因所述第一天线同所述第二天线之间的反馈信道导致的反馈信号的总和,所述中继器包括:用于从所述第一天线和所述第二天线中的一个天线接收所述接收信号的装置;用于从所述输入信号中消去反馈信号估计的装置;用于在从所述输入信号中消去所述反馈信号之前或之后引入第一延迟的装置;用于放大延迟了的经回波消去的信号以生成要被发射的所述经放大的信号的装置,其中所述用于消去的装置包括:用于使用频域信道估计并将指示所述经放大的信号的信号用作导频信号来估计所述反馈信道的装置,所述频域信道估计作用于对所述导频信号的具有N个采样的块执行快速傅里叶变换(FFT),N是所述FFT运算的大小;以及用于在每一具有N个采样的块中消隐所述导频信号的K个采样的装置,K比N小得多,其中所述用于估计所述反馈信道的装置使用所述导频信号的具有N个采样的块以及所述接收信号的具有N个采样的块来生成反馈信道估计,其中所述导频信号的每一具有N个采样的块包括K个消隐掉的采样,所述用于估计所述反馈信道的装置还基于所述反馈信道估计来生成所述反馈信号估计。背景 相关申请的交叉引用 本申请要求2009年5月11日提交的美国临时专利申请S/N.61/177,196的权益,该申请通过援引全部纳入于此。 领域 本公开一般涉及无线通信系统中的中继器,尤其涉及用于在回波消去中继器中进行反馈延迟控制的方法和装置。 背景 无线通信系统和技术已成为我们进行通信的方式中的重要部分。然而,提供覆盖对于无线服务供应商而言可能是重大挑战。一种拓展覆盖的方式是部署中继器。一般而言,中继器是接收信号、放大该信号并且传送经放大信号的设备。图1示出了在蜂窝电话系统的上下文中的中继器110的基本图示。中继器110包括施主天线115作为对诸如基站125之类的网络基础设施的示例网络接口。中继器110还包括服务天线120(亦称为“覆盖天线”)作为对移动设备130的移动接口。在工作中,施主天线115与基站125处于通信状态,而服务天线120与移动设备130处于通信状态。在中继器110中,使用前向链路电路系统135来放大来自基站125的信号,而使用反向链路电路系统140来放大来自移动设备130的信号。有许多配置可被用于前向链路电路系统135和反向链路电路系统140。有许多类型的中继器。在一些中继器中,网络接口和移动接口两者均是无线的,而在其他中继器中,使用有线的网络接口。一些中继器用第一载波频率来接收信号并且用不同的第二载波频率来发射经放大信号,而其他中继器使用相同的载波频率来接收和发射信号。对于“相同频率”的中继器而言,一个特殊的挑战在于管理由于发射出的信号中的一些可能漏泄回接收电路系统并且再次被放大和发射而发生的反馈。现有的中继器使用数种技术来管理反馈;例如,中继器被配置成提供这两个天线之间的物理隔绝,使用滤波器,或者可以采用其他技术。概述本文中公开的系统、装置和方法允许中继器能力得以增强。根据本发明的一个实施例,描述了一种用于为无线通信系统中的无线中继器估计反馈信道的方法。该无线中继器具有用于接收一接收信号和发射经放大的信号的第一天线和第二天线,该接收信号是要被中继的远程信号与因该无线中继器的第一天线同第二天线之间的反馈信道导致的反馈信号的总和。该方法包括:使用频域信道估计并将指示经放大的信号的信号用作导频信号来估计第一天线与第二天线之间的反馈信道;将该导频信号的采样群聚成具有N个采样的块,N是为频域信道估计所执行的快速傅里叶变换(FFT)运算的大小;在每一具有N个采样的块中消隐该导频信号的K个采样,K比N小得多;以及使用该导频信号的具有N个采样的块、以及接收信号的具有N个采样的块来生成反馈信道估计,其中导频信号的每一具有N个采样的块包括K个消隐掉的采样。根据本发明的另一方面,描述了一种具有用于接收一接收信号和发射经放大的信号的第一天线和第二天线的无线中继器,其中该接收信号是要被中继的远程信号与因第一天线同第二天线之间的反馈信道导致的反馈信号的总和。该无线中继器包括:接收电路系统,配置成从第一天线和第二天线中的一个天线接收该接收信号;回波消去器,配置成访问反馈信号估计并从该接收信号中消去该反馈信号估计;延迟元件,配置成在回波消去器之前或之后引入第一延迟;以及发射电路系统,配置成放大延迟了的经回波消去的信号以生成要被发射的经放大的信号。该回波消去器包括信道估计块,其被配置成使用频域信道估计并将指示经放大的信号的信号用作导频信号来估计反馈信道。频域信道估计作用于对导频信号的具有N个采样的块执行快速傅里叶变换(FFT),N是FFT运算的大小。回波消去器还包括导频信号消隐电路,其被配置成在每一具有N个采样的块中消隐导频信号的K个采样,K比N小得多。该信道估计块被配置成使用导频信号的具有N个采样的块以及接收信号的具有N个采样的块来生成反馈信道估计,其中导频信号的每一具有N个采样的块包括K个消隐掉的采样。该信道估计块还基于反馈信道估计来生成反馈信号估计。附图简述图1是根据现有技术的中继器的简化图示。图2示出了根据本公开的一些实施例的中继器环境的图示。图3是根据本发明的一个实施例的在其中可实现导频采样消隐方法的回波消去中继器的框图。图4解说了常规的信道估计算法中接收采样、导频采样与反馈信道之间的关系。图5解说了根据本发明的一个实施例的在应用导频采样消隐方法的信道估计算法中接收采样、导频采样与反馈信道之间的关系。图6是根据本发明的一个实施例的在其中可实现导频采样消隐方法的中继器的详细框图。图7是根据本发明的一个实施例的可被应用在导频采样消隐方法中的消隐电路的示意图。图8是根据本发明的一个实施例的消隐控制器506的示意图。图9是根据本发明的一个实施例的消隐控制器506中的斜坡计数器的示意图。图10是根据本发明的一个实施例的消隐电路500中的信号的时序图。详细描述在结合附图考虑以下详细描述之后,所公开的方法和装置的性质、目的和优点对于本领域的技术人员而言将变得更加明显。诸如以上所描述的那些中继器之类的现有技术中继器可以为蜂窝电话网络或类似网络提供显著的优点。然而,现有的中继器配置可能并不适合于某些应用。例如,现有的中继器配置可能不适合于可能更难以获得中继器天线之间的合意隔绝的室内覆盖应用(例如,为住宅或企业环境中继信号)。不仅如此,在一些传统的中继器实现中,目标是达成尽可能高的合理增益而同时维持稳定的反馈环路(环路增益小于单位一)然而,增大中继器增益会致使隔绝更加困难,因为漏泄回施主天线中的信号会增大。一般而言,环路稳定性需求要求从覆盖天线漏泄回施主天线中的信号比远程信号(要被中继的信号)低得多。那么,中继器的输出处最大可达成的信号干扰/噪声比(SINR)就与中继器的输入处的远程信号的SINR相同。高增益和改善的隔绝形成了要求现代中继器实现的两个需求,对于那些用于室内应用的中继器而言尤甚。本文中的系统和技术为无线中继器提供了中继器的施主天线(对于前向链路传输的示例而言为“接收天线”)与覆盖天线(对于前向链路传输而言为“发射天线”)之间改善的隔绝。另外,在一些实施例中,本文中的系统和技术提供了采用干扰消去或回波消去来显著改善隔绝的独特的中继器设计。在一些实施例中,使用本文中提供的用于准确估计信道的改善的信道估计技术来实现干扰消去和回波消去。有效的回波消去要求对漏泄信道有非常准确的信道估计。一般而言,信道估计越准确,消去的程度就越高,并且因此有效隔绝的程度就越高。本文中,“干扰消去”或“回波消去”是指减少或消除中继器的天线之间的漏泄信号量的技术;即“干扰消去”是指对估计的漏泄信号的消去,其提供对实际漏泄信号的部分或完全消去。图2示出了根据本公开的实施例的中继器210的操作环境200的图示。图2的示例解说了前向链路传输;即,来自基站225的远程信号140旨在送给移动设备230。在环境200中,如果沿着基站225与移动设备230之间的路径227的未经中继的信号不能提供充分的信号以便在移动设备230处接收到有效的语音和/或数据通信,那么可以使用诸如中继器210之类的中继器。具有增益G和延迟Δ的中继器210被配置成使用服务天线220向移动设备230中继在施主天线215上从基站225接收到的信号。中继器210包括用于放大通过施主天线215从基站225接收到的信号并通过服务天线220向移动设备230发射该信号的前向链路电路系统。中继器210还可包括用于放大来自移动设备230的信号并将其发射回基站225的反向链路电路系统。在中继器210处,远程信号s(t)作为输入信号被接收,并且该远程信号s(t)作为中继的或经放大的信号y(t)被中继,其中ntent="drawing" img-format="tif" inline="yes" orientation="portrait" wi="357"/>理想情况下,增益G会是很大的,中继器的固有延迟Δ会是很小的,输入SINR在中继器210的输出处将得以维持(这对于数据话务支持而言可能是特别重要的),并且仅合意载波会被放大。实践中,中继器210的增益受到施主天线215与服务天线220之间的隔绝的限制。如果增益太大,那么中继器可能由于信号漏泄而变得不稳定。信号漏泄是指在其中从一个天线(在图2中为服务天线220)发射的信号的一部分被另一天线(在图2中为施主天线215)接收到的现象,如由图2中的反馈路径222所示的那样。在没有干扰消去或其他技术的情况下,作为中继器的正常操作的一部分,该中继器将会放大此亦被称为漏泄信号的反馈信号,并且经放大的反馈信号将再次由服务天线220发射。由于信号漏泄和高中继器增益而对经放大的反馈信号的重复发射可能导致中继器不稳定。另外,中继器210中的信号处理具有固有的不可忽略的延迟Δ。中继器的输出SINR取决于RF非线性度和其他信号处理。因此,往往得不到上述理想的中继器工作特性。最后,在实践中,合意载波可能取决于中继器部署于其中的操作环境或市场而变化。要提供仅放大合意载波的中继器并不总是可能的。在本发明的实施例中,提供了适合于室内覆盖(例如,企业、住宅、或类似用途)的中继器。该中继器具有约70dB或以上的有效增益,该增益是对于中等大小住宅中的覆盖而言充足的增益的示例。另外,该中继器具有小于1的环路增益以实现稳定性(环路增益被称为发射天线与接收天线之间的反馈环路的增益)并且具有充分的稳定性余裕量和很低的输出噪声本底。在一些实施例中,该中继器具有大于80dB的总隔绝。在一些实施例中,该中继器采用干扰/回波消去来达成很高程度的有效隔绝,这显然具有比对目前可得的中继器的要求更大的挑战性。本发明的一些实施例利用信道估计来实现所要求的回波消去程度。通过以充分的准确度来估计反馈信道(天线之间的信道),回波消去之后的残差能够显著低于远程信号以便实现对稳定性而言合意的环路增益余裕。在其中能够部署本发明的中继器的通信系统包括基于红外、无线电、和/或微波技术的各种无线通信网络。此类网络可包括例如无线广域网(WWAN)、无线局域网(WLAN)、无线个域网(WPAN)等。WWAN可以是码分多址(CDMA)网络、时分多址(TDMA)网络、频分多址(FDMA)网络、正交频分多址(OFDMA)网络、单载波频分多址(SC-FDMA)网络,等等。CDMA网络可实现诸如CDMA2000、宽带CDMA(W-CDMA)等一种或更多种无线电接入技术(RAT)。CDMA2000涵盖IS-95、IS-2000和IS-856标准。TDMA网络可实现全球移动通信系统(GSM)、数字高级移动电话系统(D-AMPS)、或其他某种RAT。GSM和W-CDMA在来自名为“第三代伙伴项目”(3GPP)的联盟的文献中描述。CDMA2000在来自名为“第三代伙伴项目2”(3GPP2)的联盟的文献中描述。3GPP和3GPP2文献是公众可获取的。WLAN可以是IEEExa0802.11x网络,并且WPAN可以是蓝牙网络、IEEExa0802.15x、或其他某种类型的网络。本文中所描述的这些系统和技术也可用于WWAN、WLAN和/或WPAN的任何组合。信道估计技术准确的信道估计对于原频中继器中对漏泄信号的高保真度基带消去而言是很重要的。在典型的中继器中,用于信道估计的导频信号是正被放大并向移动设备(下行链路或即前向链路)或者向基站(上行链路或即反向链路)发射的经放大信号。该经放大信号在前向或反向链路传输两者中均从发射天线漏泄到接收天线。亦被称为反馈信号的漏泄信号与合意的远程信号一起被接收天线接收到。在干扰消去中继器中,该反馈信号被估计并且随后被消掉。干扰消去增进了中继器的天线之间的有效隔绝。如果充分准确地估计出反馈信道,那么就能够几乎完全扣除掉反馈信号。信道估计越准确,则中继器就能够承受输出信号越多的放大而同时维持稳定所需的隔绝。换言之,中继器的信道估计的准确性与中继器的可达成的增益直接有关。根据本发明的一个方面,一种回波消去中继器在频域中实现信道估计。频域信道估计提供特定的优点,诸如复杂度降低以及稳健性提高。然而,通过使用快速傅里叶变换-快速傅里叶逆变换(FFT-IFFT)类型的处理来进行的频域信道估计通常依赖于信号中的循环前缀来维持正交性。在中继器应用中应用频域信道估计的问题在于,“导频”事实上只不过是要被发射的信号(即,来自基站/移动单元的原始信号)并且在该“导频”信号中没有插入的循环前缀以确保不同“频糟”的正交性。众所周知,缺乏循环前缀或者等效地具有比循环前缀长的信道会在信道估计中引入误差项,这些误差项包括诸如采样间干扰(ISI)和载波间干扰(ICI)之类的加性误差、以及乘性误差,因此会使信道估计的性能降格。本文中提供的本发明的系统和方法使得能够在实为所发射的信号的导频信号中缺乏循环前缀的情况下在回波消去中继器中使用频域信道估计。更具体地,本文中提供的本发明的系统和方法通过导频采样消隐来改善回波消去中继器中的频域信道估计的准确性。图3是根据本发明的一个实施例的在其中可实现导频采样消隐方法的回波消去中继器的框图。参照图3,回波消去中继器310在施主天线(记为输入节点340)上接收要被中继的远程信号s[k]并且在服务天线(记为输出节点370)上生成要被发射的输出信号y[k]。从服务天线返回施主天线的信号漏泄导致输出信号y[k]的一部分在远程信号被该中继器接收到之前漏泄回并被添加至该远程信号。信号漏泄被表示为反馈信道h[k],记为输出节点370与输入节点340之间的信号路径354。因此,中继器310实际上在节点343上接收到作为远程信号s[k]与反馈信号w[k]的总和的接收信号r[k]作为输入信号。图3中的加法器342仅是象征性的并且被包括是为了解说接收信号r[k]中诸信号分量并且不代表中继器310的操作环境中实际的信号加法器。作为回波消去中继器的中继器310作用于估计反馈信号w[k]以消掉接收信号中的非合意反馈信号分量。为此目的,中继器310包括用于估计反馈信道h[k]的信道估计块350以及用于估计反馈信号并从接收信号中消去估计的反馈信号的回波消去器344。更具体地,接收信号r[k]被耦合至加法器,该加法器作用于从接收信号r[k]中扣除反馈信号估计ntent="drawing" img-format="tif" inline="yes" orientation="portrait" wi="128"/>只要反馈信号估计ntent="drawing" img-format="tif" inline="yes" orientation="portrait" wi="105"/>是准确的,那么非合意反馈信号就从接收信号中被移除并且实现了回波消去。在本实施例中,消去后信号p[k](节点345)被耦合至向该消去后信号提供增益G的可变增益级348。由增益级348提供的增益G由应用增益控制算法的增益控制块380控制以维持中继器310的稳定性。增益级348在输出节点370上生成输出信号y[k]以供在服务天线上发射。图3仅解说了与本发明的信道估计操作有关系的元件。中继器310可包括未在图3中示出但是在本领域中已知用以实现完整的中继器操作的其它元件。如以上所描述的,中继器中对不具有循环前缀的导频信号使用FFT-IFFT类型的处理的频域信道估计在加性噪声和乘性噪声误差项方面带来了挑战。加性噪声包括ICI和ISI项,其由FFT-IFFT处理的循环卷积因导频信号中缺乏循环前缀而不等效于合意的线性卷积之故而产生。乘性噪声向信道估计引入偏差。一般而言,假定H是对中继器中的反馈信道的理想信道估计,则作为缺乏循环前缀的结果的实际信道估计变成:αH+M+Z,其中M表示随机噪声,Z是加性噪声项ICI和ISI,并且α是乘性噪声项。通常,α非常接近1但是若α偏离值1则会影响估计的准确性。更具体地,可以如下解说导致ICI和ISI误差的信道估计算法。令H表示理想的反馈信道估计,P表示导频信号的快速傅里叶变换:P=FFT(导频);并且R表示接收信号的快速傅里叶变换:R=FFT(rx信号),则反馈信道估计ntent="drawing" img-format="tif" inline="yes" orientation="portrait" wi="51"/>被给出为: H ^ = P * R P * P ]]> ntent="drawing" img-format="tif" inline="no" orientation="portrait" wi="538"/> ntent="drawing" img-format="tif" inline="no" orientation="portrait" wi="637"/> ntent="drawing" img-format="tif" inline="no" orientation="portrait" wi="587"/> 其中“P*R”表示P的共轭乘以R,等等。在缺乏循环前缀的情况下使用频域信道估计引入了加性误差项ICI和ISI,如以上所示的那样。这些误差项会使信道估计的准确性降格。导频采样消隐根据本发明的第一实施例,一种用于消除频域信道估计中的ICI/ISI加性误差项的方法涉及消隐掉导频信号中的每个FFT块的最后K个采样。消隐掉导频信号的最后K个采样具有使该导频信号看上去就像具有循环前缀的效果。在第二实施例中,引入循环前缀以提供必需的循环前缀而不是对导频信号进行消隐。为了执行频域信道估计处理,导频采样以及接收采样被群聚成长度为N的块,其中N是正在对导频采样和接收采样两者执行的FFT的大小。接收采样被假定为是导频采样与反馈信道的循环卷积加上噪声,并在图4中予以解说。图4解说了常规的信道估计算法中接收采样、导频采样与反馈信道之间的关系。参照图4,导频采样ntent="drawing" img-format="tif" inline="yes" orientation="portrait" wi="39"/>被群聚成具有N个采样的块,并且具有N个接收采样ntent="drawing" img-format="tif" inline="yes" orientation="portrait" wi="32"/>的块被假定为是导频采样块与反馈信道h的循环卷积。然而,由于导频信号中缺乏循环前缀,因而FFT-IFFT处理的循环卷积并不等效于合意的线性卷积并且结果导致误差项。根据本发明的一个实施例,消隐掉导频采样的每个大小为N的块中的最后K个采样以解决导频信号中缺乏循环前缀的问题。图5解说了根据本发明的一个实施例的在应用导频采样消隐方法的信道估计算法中接收采样、导频采样与反馈信道之间的关系。对最后K个采样的消隐是在传输经过信道h之前发生的。只要该K个采样的时间跨度大于或等于该信道的时间跨度,那么就能够完全消除ICI和ISI误差项两者。即,只要信道冲激响应中的大部分被包含在K个采样以内,那么发射块中的N-K个非零采样与该信道的卷积就将产生历时为N个采样或以下的收到信号并且在信道估计算法计算中ICI和ISI误差项将被消除。ICI/ISI误差项消除是以在导频信号的每个FFT块中丢失N个采样中的K个采样为代价的,但是只要K/N足够小,那么此损失是可忽略的。在一个实施例中,预期K对于反馈信道而言是很小的,并且因此不必使N过分大以使K/N的比值保持在很小,诸如小于1%。如图5中的图示表示中所示的那样,对每个导频块中的最后K个采样的消隐具有在采样序列中插入保护区间以作为消隐掉的采样保护带的结果允许合意的线性卷积等效于FFT-IFFT处理的循环卷积的效果。通过消隐每个导频块中的最后K个采样,来自在前导频块的采样就不会漏泄到当前的接收采样块中。在本描述中,消隐掉导频中的最后K个采样是指将这K个采样的能量降低到0或者接近0的小值。即,将这K个采样消隐并不要求将能级完全降低到0。另外,在替换实施例中,不是瞬时地将能级降低到0,取而代之的是,可以逐渐地向0能量过渡,以便使带外放射最小化,如以下将更详细描述的那样。图6是根据本发明的一个实施例的在其中可实现导频采样消隐方法的中继器的详细框图。参照图6,远程信号S(t)被施主天线415接收到,该施主天线415耦合至包括收发机前端电路416和接收滤波器443的接收电路系统。来自收发机前端电路416的收到采样(Rx采样)被耦合至接收滤波器(Rx滤波器)443并且随后被耦合至包括加法器444的回波消去器以进行回波消去。经回波消去的接收信号r’[k]被耦合至延迟元件446以引入合意的延迟量以使发射信号与远程信号解相关。在其他实施例中,延迟元件446可被设在回波消去器之前。延迟了的经回波消去的信号被耦合至发射电路系统,该发射电路系统包括发射滤波器(Tx滤波器)448、应用增益G的增益级449以及收发机前端电路418。由增益级449生成的发射信号y[k]通过消隐电路482耦合至收发机前端电路418以便为了作为发射信号Y(t)在覆盖天线420上发射而被处理。增益控制块480控制增益级449的可变增益。发射信号y’[k](或y[k])对增益控制块480和信道估计块450被用作导频信号。在本实施例中,信道估计块450实现频域信道估计。信道估计块450还接收收到采样Rx采样并执行信道估计以生成反馈信道估计ntent="drawing" img-format="tif" inline="yes" orientation="portrait" wi="56"/>更具体地,信道估计块450使用导频信号的包括K个消隐掉的采样在内的N个采样以及收到采样即Rx采样中的N个采样来生成反馈信道估计ntent="drawing" img-format="tif" inline="yes" orientation="portrait" wi="56"/>反馈信道估计被提供给反馈信号估计块452,该反馈信号估计块452与发射信号y[k]一起计算反馈信号估计ntent="drawing" img-format="tif" inline="yes" orientation="portrait" wi="104"/>反馈信号估计ntent="drawing" img-format="tif" inline="yes" orientation="portrait" wi="73"/>被提供给加法器444以从接收信号r[k]中扣除该反馈信号估计ntent="drawing" img-format="tif" inline="yes" orientation="portrait" wi="102"/>在本发明的实施例中,信道估计块450使用目前已知的或待开发的信道估计技术来生成反馈信道估计ntent="drawing" img-format="tif" inline="yes" orientation="portrait" wi="55"/>在一个实施例中,信道估计块450通过将收到采样的每个FFT块除以导频采样的相应FFT块并且随后使用最大比值合并来处理FFT块群的方式生成反馈信道估计ntent="drawing" img-format="tif" inline="yes" orientation="portrait" wi="56"/>在其他实施例中,可以应用其他频域信道估计技术。在本发明的实施例中,对来自导频信号y[k]的导频采样的消隐可以发生在中继器中的发射滤波器448之前或之后。然而,在发射滤波器之后引入对导频采样的消隐更为高效。在图6中所示的本实施例中,消隐电路482被放置在发射滤波器448之后以消隐掉发射信号y[k]的K个采样。发射信号y’[k]与发射信号y[k]相同,但是有K个采样被消隐掉。在本实施例中,每一具有N个导频采样的块中的最后K个采样被消隐掉。在其他实施例中,可以取来自具有N个导频采样的块内的其他位置的采样进行消隐。然而,选择最后K个采样用于消隐具有特定的优点:只要信道冲激响应的大部分被包含在K个采样以内,则在没有循环前缀情况下频域办法中固有的ICI和ISI误差项实质上就被消除了。这允许了信道估计的显著改进,这在中继器的上下文中进而允许了可达成的增益量的显著增大。另外,即使对于给定的固定增益而言,如果信道估计改善了,那么输出SNR就会提高(其中输出SNR是对由中继器引入的噪声的衡量),这意味着中继器的稳定性余裕增加。在一个示例性实施例中,当输出SNR是系统稳定性的指标时,在中继器满增益点上,使用小于总能量的1%的消隐就能实现从7dB到20dB的约13dB的SNR增益。等效地,能够在维持相同的输出SINR的同时增大中继器增益。根据本发明的替换实施例,丢弃导频信号的每一具有N个采样的FFT块中的数目T个采样,并且引入循环前缀来替代被丢弃的采样。相应地,FFT大小变成N-T。尽管结果导致少量的数据破坏,但是在存在循环前缀的情况下获得了信道估计的很大改善。该循环前缀可被添加在导频信号的具有N-T个采样的块内的任何位置处。然而,在优选实施例中,该循环前缀被添加在导频信号的具有N-T个采样的块的起始处。该循环前缀的确切位置对于本发明的实践而言并不关键并且可以由FFT运算的定义来决定。在信道估计算法的FFT运算之前插入该循环前缀。在一个实施例中,通过平衡所获得的信道估计改善量与所发射信号中作为插入采样的结果发生的畸变来决定消隐插入量(K个采样)或者循环前缀插入量(T个采样)。使用加窗的采样消隐当在根据以上描述的实施例的中继器中实现对导频采样的消隐时,由于正被中继的信号发生的畸变而导致某些副作用。在一些情形中,对导频采样的消隐可能导致频谱漏泄。根据本发明的另一方面,使用窗函数来应用导频采样消隐以减少频谱漏泄。窗函数是信号处理中的一种函数,其在选中区间内是零值的或者“门控的”但是除此以外允许采样通过选中区间的“未门控”的外部。在一个实施例中,被用于消隐导频信号中具有K个采样的群的窗函数具有从未门控状态(乘以1)到完全门控状态(乘以0或乘以小于1的值)的逐渐过渡以及从完全门控状态到未门控状态的逐渐过渡。在其他实施例中,可以使用其他加窗分布型来使采样从未门控状态(1)过渡到门控状态(0)并且从门控状态过渡到未门控状态。另外,在一个实施例中,在本发明的导频采样消隐方法中使用Kaiser窗以将带外频谱漏泄减少到所要求的程度。Kaiser窗是指在区间两端处具有逐渐过渡的窗函数。通过使用窗函数来消隐掉导频采样,由于对导频采样进行消隐所造成的信号畸变就被减少到合理的程度并且SNR被维持在合意水平以上,诸如20dB。具有窗函数的消隐电路图7是根据本发明的一个实施例的可被应用在导频采样消隐方法中的消隐电路的示意图。更具体地,根据本发明的本实施例的消隐电路作用于在寄存器或在存储器中存储加窗分布型并且在经校准的时间动态地将该加窗分布型切换成开和关以使消隐操作与诸如FFT块的末尾处之类的某个区间对齐。参照图7,消隐电路500在输入节点502上接收实为输入采样的导频采样。这些输入采样被作为大小为N的采样块来对待,其中N是对导频采样执行的FFT的大小。这些输入采样被耦合至乘法器524以乘以窗系数。这些输入采样要么未门控地通过乘法器524(乘以1),要么由窗系数门控地通过乘法器524(乘以小于1的值)。乘法器524在输出节点526上生成消隐电路500的输出采样。每一输出采样块包括选中数目个正由窗函数消隐掉或者消零的采样。消隐电路500还在输入节点504上接收初始化信号。该初始化信号指示消隐电路500的启动或上电。该初始化信号被断言一次来复位消隐电路500以接收传入的输入采样并且确定首个FFT块的开头(对齐)。之后,则紧接地接收接连的FFT块。消隐电路500包括消隐控制器506、“或”门512、递增/递减计数器516和存储器520。将参照图8、图9和图10来解释消隐电路500的构造和操作,其中图8是根据本发明的一个实施例的消隐控制器506的示意图,图9是根据本发明的一个实施例的消隐控制器506中的斜坡选择器534和536的示意图,图10是根据本发明的一个实施例的消隐电路500中的信号的时序图。以下描述涉及图7-图10。初始化信号被耦合至消隐控制器506的复位输入节点以便一旦启动或上电就复位该消隐控制器,并且对齐首个FFT块的开头。消隐控制器506生成下降信号(节点508)和上升信号(节点510),这些信号指示消隐窗的下降区间和上升区间以及这些区间在FFT块内的位置。参照图10,在窗分布型被激活时的区间期间断言下降信号(曲线602)以减小输入采样的能量。在本发明的实施例中,输入采样的能量在下降区间期间被减小到零值或者接近零值。在下降区间之后,输入采样在零区间内被消零直至该FFT块末尾。随后,在窗分布型被激活时的区间期间断言上升信号(曲线604)以将输入采样的能量一直增大回到未门控水平。提供上升区间是为了在下一FFT块的开始处将输入采样的能量恢复到未门控水平。参照图7,在消隐电路500中,下降信号和上升信号被耦合至“或”门512以生成对递增/递减计数器516的使能信号(节点514)。因此,当下降信号或上升信号中的任一者被激活时,去往递增/递减计数器516的使能信号就被断言并且计数开始。递增/递减计数器516还接收下降信号作为计数方向指示符(UP)。递增/递减计数器516被编程为取决于计数方向指示符是被断言还是被解除断言在值0与值m之间分别递增或递减计数。当计数器516被使能并且下降信号被断言时,递增/递减计数器将从0递增计数到m。当计数器516被使能并且下降信号未被断言时,递增/递减计数器将从m递减计数到0。最后,递增/递减计数器516接收初始化信号作为复位信号以便一旦启动或上电就复位该计数器。递增/递减计数器516生成耦合至存储器520的计数地址输出信号(节点518)。存储器520在存储器内的存储器位置中将窗分布型存储为系数。在一个实施例中,这些窗系数被存储在寄存器522中。通过使用计数地址输出信号对存储器520编索引的方式来检索这些窗系数。更具体地,在下降区间期间(图10),计数地址输出信号(曲线606)从初始值0递增到最终值m(在下降区间期间断言了UP)。该计数地址输出信号从存储器520检索与窗分布型的递减过渡相关联的窗系数。作为结果,存储器520向乘法器524提供窗分布型的递减系数。这些递减系数门控这些输入采样(节点502)以生成在下降区间期间从未门控状态过渡到零能级(或接近零能级)的输出采样(曲线608)。在下降区间结束时,末个系数继续保持被应用于乘法器524以消隐掉遍及整个零区间的输入采样。由此实现了导频信号消隐。输入采样被消隐直至该FFT块结束,并且在下一FFT块的开头处,上升区间开始。在上升区间期间,计数地址输出信号(曲线606)从最终值m递减到初始值0(在上升区间期间解除断言了UP)以从存储器520检索与窗分布型的递增过渡相关联的窗系数。作为结果,存储器520向乘法器524提供窗分布型的递增系数。这些递增系数门控输入采样以生成从零能级过渡回到未受门控的输出采样(曲线608)。在本实施例中,采样消隐窗被施加在FFT块的末尾处并且与输入采样对齐,以使得输出采样的能级一直被消隐到当前FFT块的末尾并且能级在下一FFT块的开始处被逐渐恢复到未门控水平。现在将参照图8来描述消隐控制器506的构造和操作。消隐控制器506包括采样计数器530、斜坡下降选择器534和斜坡上升选择器536。采样计数器530由初始化信号(节点504)复位,并且一旦复位就重复地从计数0计数到计数N-1,其中N是FFT块的大小。采样计数器530基本上对FFT操作的每个块的输入采样进行计数。采样计数值(节点532)被提供给斜坡下降选择器534和斜坡上升选择器536。斜坡下降选择器534和斜坡上升选择器536各自被编程有其自己的计数开始/停止值以在合意的采样位置处生成下降信号(节点508)和上升信号(节点510)。更具体地,斜坡下降选择器534接收下降开始值和下降停止值,而斜坡上升选择器536接收上升开始值和上升停止值。下降开始值定义下降区间应当开始的采样号,并且下降停止值定义下降区间应当停止的采样号。上升开始值定义上升区间应当开始的采样号,并且上升停止值定义上升区间应当停止的采样号。在一个实施例中,下降区间和上升区间各自具有26个采样的历时(m=0..27;对于m=0为1.0,并且对于m=27为0.0)。下降区间始于采样993(下降开始值)并且终于采样1018(下降停止值)。在从FFT块的采样1019到末个采样1023的零区间期间采样被消隐掉。随后,上升区间始于下一FFT块开头的采样0(上升开始值)并且终于采样25(上升停止值)。相应地,当采样计数器530被复位时,该采样计数器从复位值0起递增采样计数值。当采样计数值(节点532)到达下降开始值(例如,993)时,斜坡下降计数器534断言下降信号(图10中的曲线602)。该下降信号被断言直至采样计数值到达下降停止值(例如,1019),在此点该下降信号被解除断言。零区间在采样计数值继续递增至采样1023即当前FFT块的末个采样的同时延续。随后,采样计数器530返回到计数0即上升开始值,并且随后在下一FFT块的开始处上升信号(图10中的曲线604)被断言。该上升信号被断言直至采样计数值到达上升停止值(例如,26),在此点该上升信号被解除断言并且输入采样未门控地通过。以此方式,消隐控制器506生成下降信号和上升信号。消隐控制器506中的斜坡下降选择器534和斜坡上升选择器536是以相同的方式构造的并且被示出在图9中。参照图9,斜坡选择器560包括下比较器544、上比较器546以及“与”门548。采样计数值(节点532)被耦合至这两个比较器544、546中的各一个输入端。下比较器544接收开始值(节点540),而上比较器546接收停止值(节点542)。下比较器544确定采样计数值是否大于或等于开始值。上比较器546确定采样计数值是否小于或等于停止值。当这两个条件均为真时,那么“与”门548断言其输出选择信号(节点550)。由此,仅在采样计数值在开始值与停止值之间的区间期间断言该输出选择信号。如此构造时,消隐电路500作用于放输入采样通过长达给定区间(图10中的曲线608)。随后,当消隐期开始时,使输入采样的能量逐渐下降到零值或者接近零值。输入采样被消隐长达给定的区间并且随后在下一FFT块的开始处使输入采样的能量逐渐回到未门控水平。在一个实施例中,定义消隐电路所使用的消隐窗的窗系数如下:0.9985,0.9880,0.9658,0.9441,0.9187,0.9056,0.8761,0.8061,0.8346,0.7901,0.7137,0.7041,0.6003,0.6921,0.5408,0.4489,0.4912,0.3906,0.4275,0.1939,0.3614,0.3281,0.2068,0.2291,0.1206,0.6516,0,0,0,0,0,0.6516,0.1206,0.2291,0.2068,0.3281,0.3614,0.1939,0.4275,0.3906,0.4912,0.4489,0.5408,0.6921,0.6003,0.7041,0.7137,0.7901,0.8346,0.8061,0.8761,0.9056,0.9187,0.9441,0.9658,0.9880,0.9985。首26个系数定义下降区间,接下来5个系数定义零区间,并且末26个系数定义上升区间。在另一实施例中,定义消隐电路所使用的消隐窗的窗系数如下:0.9965,0.9879,0.9665,0.9359,0.9013,0.8526,0.7860,0.7156,0.6746,0.6172,0.5367,0.4461,0.3693,0.3052,0.2233,0.1298,0,0,0,0,0,0,0,0,0,0.1298,0.2233,0.3052,0.3693,0.4461,0.5367,0.6172,0.6746,0.7156,0.7860,0.8526,0.9013,0.9359,0.9665,0.9879,0.9965。首16个系数定义下降区间,接下来9个系数定义零区间,并且末16个系数定义上升区间。在本实施例中,对输入采样的消隐发生在FFT块的末尾处。在其他实施例中,消隐区间可以发生在FFT块内的其他位置处。另外,此处所描述的下降区间、上升区间和零区间仅是示例性的。在其他实施例中,取决于所使用的窗分布型,可以使用下降区间、上升区间和零区间的其他值。本领域技术人员将理解,信息和信号可使用各种不同技术和技艺中的任何技术和技艺来表示。例如:贯穿上面说明始终可能述及数据、信息、信号、比特、采样、码片、指令和命令。它们可由电压、电流、电磁波、磁场或磁粒子、光场或光粒子、或其任何组合来表示。在一个或更多个实施例中,所描述的功能和过程可以在硬件、软件、固件、或其任何组合中实现。如果在软件中实现,则各功能可以作为一条或更多条指令或代码存储在计算机可读介质上或藉其进行传送。计算机可读介质包括计算机存储介质和通信介质两者,其包括促成计算机程序从一地向另一地转移的任何介质。存储介质可以是能被计算机访问的任何可用介质。作为示例而非限定,这样的计算机可读介质可包括RAM、ROM、EEPROM、CD-ROM或其它光盘存储、磁盘存储或其它磁存储设备、或能被用来携带或存储指令或数据结构形式的合意程序代码且能被计算机访问的任何其它介质。如本文中所使用的盘(disk)和碟(disc)包括压缩碟(CD)、激光碟、光碟、数字多用碟(DVD)、软盘和蓝光碟,其中盘(disk)往往以磁的方式再现数据,而碟(disc)用激光以光学方式再现数据。上述的组合也应被包括在计算机可读介质的范围内。本文中所用术语“控制逻辑”适用于软件(其中功能由存储在机器可读介质上的将通过使用处理器来执行的指令来实现)、硬件(其中功能通过使用电路系统(诸如逻辑门)来实现)——其中该电路系统被配置成针对特定输入提供特定输出、以及固件(其中功能通过使用可重编程电路系统来实现),并且还适用于软件、硬件和固件中的一者或更多者的组合。对于固件和/或软件实现,这些方法体系可用执行本文中描述的功能的模块(例如,规程、函数等等)来实现。有形地实施指令的任何机器可读介质可用于实现本文中所描述的方法体系。例如,软件代码可被存储在例如移动站或中继器的存储器之类的存储器中,并由例如调制解调器的微处理器等处理器执行。存储器可以实现在处理器内部或处理器外部。如本文所使用的,术语“存储器”是指任何类型的长期、短期、易失性、非易失性、或其他存储器,而并不限于任何特定类型的存储器或特定数目的存储器、或记忆存储在其上的介质的类型。而且,计算机指令/代码可经由物理传输介质上的信号从发射机传向接收机传送。例如,如果软件是使用同轴电缆、光纤电缆、双绞线、数字订户线(DSL)、或诸如红外、无线电、以及微波之类的无线技术的物理组件从web网站、服务器、或其他远程源传送而来的。上述的组合也应被包括在物理传输介质的范围内。此外,提供前面对所公开的实现的描述是为了使本领域任何技术人员皆能制作或使用本发明。对这些实现的各种改动对于本领域技术人员将是显而易见的,并且本文中定义的普适原理可被应用于其他实现而不会脱离本发明的精神或范围。由此,本发明并非旨在被限定于本文中示出的特征,而是应被授予与本文中公开的原理和新颖性特征一致的最广义的范围。